减缓配电网冲击的超级电容储能站充电技术

前言：随着城镇化进程的加快， 城市交通压力越来越大。轻轨电车、 “智轨”电车等新能源公共交通工具的广泛应用， 在减少空气污染的同时， 有效减轻了城市交通压力。公共交通电车的储能装置主要采用锂电池储能系统和超级电容储能系统。

0 引言

随着城镇化进程的加快， 城市交通压力越来越大。轻轨电车、 “智轨”电车等新能源公共交通工具的广泛应用， 在减少空气污染的同时， 有效减轻了城市交通压力。公共交通电车的储能装置主要采用锂电池储能系统和超级电容储能系统，与锂电池储能系统相比， 超级电容储能具有以下优点[1]：

（1）循环寿命长， 正常使用情况下循环寿命大于100 万次。

（2）工作温度范围宽（-40 ℃～+70 ℃）， 适用于高寒地区。

（3）充放电电流大， 可用于吸收回馈制动的能量， 提高电车运行效率。

基于这些优点， 超级电容电车将在城市公共交通中得到广泛应用。

由于超级电容储能系统能量密度较低， 每隔几千米或十几千米需要对基于超级电容储能的电车充电。为了减少电车停靠时间， 要求充电时间短， 一般为几十秒， 这就需要充电站具有较大的充电功率。目前工程应用的充电站为整流式充电站， 如图1 （a） 所示。充电站采用10 kV 电网供电， 先经过多脉波整流变压器产生移相电压， 再进行多脉波整流， 将交流电转换为直流电， 最后通过DC/DC 变换器为超级电容电车充电。该充电站需要10 kV 专用电网， 采用兆瓦级工频变压器，体积较大， 且充电时对配电网冲击较大。为解决整流式电站存在的对城市配电网的大负荷短时冲击问题， 有研究者提出了基于超级电容预储能的电车充电站[2]， 如图1（b）所示。采用380 V 交流电供电， 经PWM（脉冲宽度调制）整流后变为直流电， 再采用隔离DC/DC 变换器为充电站超级电容组充电， 充电功率较小。与整流式充电站相比，基于超级电容储能的充电站对配电网无冲击， 且不需要10 kV 专用电网， 具有功率因数高、 高频变压器体积小等优点。基于超级电容储能的充电站需要对充电站的超级电容组预充电， 本文将研究预充电的充电拓扑以及充电策略。

图1 2 种电车充电站结构

1 充电站超级电容组充电拓扑及运行分析

1.1 充电站超级电容组充电拓扑研究

基于超级电容预储能的电车充电站， 采用三相四线PWM 整流装置实现单位功率因数整流。考虑到安全性， 采用隔离DC/DC 变换器将超级电容组与电网电气隔离。提高开关管频率能够有效减小高频变压器体积， 而低电压等级的开关管具有较高的工作频率。采用隔离三电平DC/DC 变换器拓扑， 使开关管电压应力减小为直流母线电压的一半[3]， 可以选用低电压等级开关管， 从而提高变换器开关频率， 减小高频隔离变压器体积。充电站超级电容组充电拓扑如图2 所示。

图2 充电站超级电容组充电拓扑

充电站超级电容组充电拓扑为2 级结构， 前级为PWM 整流装置， 实现复杂电网条件下的单位功率因数整流， 将交流电变换为直流电；后级隔离三电平DC/DC 变换器为超级电容组充电。采用三相四线制PWM 整流器， 为隔离三电平DC/DC 变换器提供2 路串联相等的电压。隔离三电平DC/DC 变换器能够有效减小开关管电压应力， 提高开关频率， 且开关管能够实现零电压软开关[4]，进一步提高开关管频率。开关频率的提高能够有效减小高频变压器体积。

1.2 基于超级电容预储能的充电站运行分析

基于超级电容预储能的电车充电站运行为：在电车进站前， 为充电站超级电容组预充电；当电车进站后， 将充电站超级电容组能量通过大功率非隔离DC/DC 变换器转移至车载超级电容组，并将车载超级电容组充满。由于电车在不同负载下剩余电荷不同， 因此在电车充电后， 充电站超级电容组剩余电荷量不同。图3 给出了电车充电后超级电容组SOC（荷电状态）。如图3（a）所示，电车负荷较大时， 电车充电前剩余电荷量较小，充电后充电站电容组剩余电荷量较小；如图3（b）所示， 电车负荷较小时， 电车充电前剩余电荷量较大， 充电后充电站电容组剩余电荷量较大。

电车每次充电前， 应将充电站的超级电容组充至满电， 以适用于不同的电车负荷。充电站超级电容组预充电方式主要分为最大电流充电与连续电流充电2 种， 如图4 所示。

图3 电车充电后超级电容组SOC

图4 充电站超级电容组充电方式

最大电流充电方式如图4（a）所示， 时间（t0～t2）， （t3～t5）为充电站超级电容组预充电阶段， 采用最大充电电流I omax 为其充电；时间（t2～t3）， （t5～t6）为电车进站， 充电站超级电容组的能量转移至车载超级电容组。由于采用最大电流为充电站超级电容组预充电， 在电车进站前， 充电站超级电容组被充满， 充电装置停止运行， 此时充电电流为间歇式。连续电流充电方式如图4（b）所示， 时间（tt0～tt1）， （tt2～tt3）为充电站超级电容组充电阶段， 时间（tt1～tt2）， （tt3～tt4）电车进站， 充电站超级电容组的能量转移至车载超级电容组。充电站超级电容组在充电过程中， 充电电流连续。

最大电流充电方式下充电电流为间歇式， 充电站超级电容组充满后需要关停充电装置。该充电方式存在两方面问题：首先充电功率为间歇式，对电网冲击较大；其次需要反复的关停充电装置，而PWM 整流装置在启动过程中存在过电流问题。而连续电流充电方式不存在这些问题， 充电功率平稳且不用反复关停充电装置。

2 充电站超级电容组充电控制策略

超级电容组充电装置由PWM 整流器与隔离三电平DC/DC 变换器两部分组成。为增强对电网的适应性， PWM 整流装置应实现不平衡电网下的单位功率因数整流。先以PWM 输出的2 路串联相等的电压作为三电平DC/DC 变换器输入，然后再控制DC/DC 变换器输出电流为超级电容组充电。充电控制策略总体框图如图5 所示，PWM 整流器实现输出电压闭环控制， 输出电容电压差均衡控制， 而DC/DC 变换器实现输出电流闭环控制。

图5 预充电控制策略总体框图

2.1 三相四线PWM 整流器控制策略

三相四线PWM 整流器数学模型已在文献[5]中进行了详细介绍。不平衡电网下， PWM 输出电压会产生二倍频波动， 可采用正负序分离方法分别对正、 负序dq 轴分量进行控制， 抑制输出电压波动。同时零序分量由输出电容电压差控制，三相四线制PWM 整流器控制框图如图6 所示。

图6 三相四线PWM 整流器控制框图

如图6 所示， 输出电容电压差控制环路独立于功率控制环， 输出电容电压差控制系统的给定为0， 经PI 闭环控制后产生零序电流给定信号，经零序电流闭环后产生零序电压给定信号。直流母线电压u DC 经PI 调节器闭环后， 产生直流电流给定信号， 再与直流电压给定信号相乘得到有功功率给定信号。不平衡电网下， 正、 负序电压电流产生的功率[6]为：

式中： pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21为正序电网电压的dq 轴分量；pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21为负序电网电压的dq 轴 分量；pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21为正序并 网电流的dq 轴分量；pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21为负序并网电流的dq 轴分量；P0 为有功功率直流分量；P c2 为有功功率二倍频余弦振荡分量；P s2 为有功功率二倍频正弦振荡分量；Q0 为无功功率直流分量；Q c2 为无功功率二倍频余弦振荡分量；Q s2 为无功功率二倍频正弦振荡分量。

控制器的控制量有pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21共4 个自由度，而功率有P0， P c2， P s2， Q0， Q c2， Q s2 共6 个自由度，只能选其中的4 个功率进行控制。有功P0 必须被控制， 为了避免直流母线产生二倍频波动， 有功功率二倍频分量P c2=0， P s2=0。为了实现单位功率因 数 并 网， 无 功 功 率Q0=0。因 此 选 择P0， P c2，P s2， Q0， 其表达式如式（2）所示。有功功率直流分量给定由输出直流电压闭环得到， pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21， pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21，pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21， 已知功率给定， 对矩阵M 4×4 求逆， 可以得到dq 轴电流给定表达式如式（3）所示。

式中：

由式（3）可知， 除了功率给定， 需要得到电网电压dq 轴分量pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21， 才能得到电流dq轴给定值。在电压检测过程中， dq 轴分量互相影响， 含有二倍频振荡。一种简单的方法是通过添加陷波器消除二倍频振荡[7]， 但是陷波器减小了系统相角裕度， 使系统稳定性变差。本文采用正负序解耦合电压检测方法。电网电压的dq 轴分量可以表示为：

式中：pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21为正序、 负序分量平均值， 为有用信息； pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21为变换矩阵， 如式（5）所示。

式中：ω 为锁相环得到的电网电压矢量角频率。

根据式（4）得到电网dq 轴分量检测方法， 如图7 所示。先由LPF（低通滤波器）滤波得到dq 轴分量平均值， 再利用该平均值对交流量进行解耦， 从而有效减小输出平均值振荡。从衰减交流信号以及快速性综合考虑， LPF 截止频率可以选为pagenumber_ebook=24,pagenumber_book=21。电网电流正负序dq 轴分量检测方法同电压检测方法。

图7 电网电压正负序dq 轴分量电压检测方法

如图6 所示， 正负序电流经dq 轴解耦后，经PI 调节器闭环控制， PI 调节器设计方法在文献[8]中已详细介绍。电流闭环控制后得到dq 轴电压控制信号， 再经式（6）的变换将dq 轴控制电压变换至αβ 轴。零序电压控制信号由输出电容电压差控制环路得到。根据αβ0 轴电压给定产生三相PWM 驱动信号S abc。

2.2 超级电容组充电电流控制策略

采用隔离三电平DC/DC 变换器为超级电容组充电， 因此对该变换器采用输出电流闭环控制策略。采用状态空间平均法对隔离三电平DC/DC变换器建模， 得到变换器稳态工作点为V SC=Du DC/2n， 占空比至输出电流的传递函数为：

式中：n 为变压器变比；u DC 为输入直流母线电压；L o 为输出滤波电感。

隔离三电平DC/DC 变换器的输出电流经PI调节器闭环控制的框图如图8 所示， 其中G f i（s）为电流采样的传递函数；T s 为PWM 周期。可采用工程设计法[9]对PI 调节器进行设计， 将系统设计为典型Ⅱ型系统。

图8 输出电流闭环控制框图

为实现超级电容组连续电流充电， 需要对超级电容组SOC 进行估计。在功率应用中， 超级电容组模型可以采用一阶RC 模型等效[10]， 如图9 所示。图中R esr 为等效串联内阻，C=C0+ku 随电容电压u 变化。根据图9 所示模型， 得到超级电容组的SOC 如式（8）所示：

图9 超级电容组等效电路模型

考虑到有轨电车充电时间间隔固定， 可以假设电车充电时间间隔已知， 为时间t。电车充电完成后，充电站超级电容组SOC 可以估计出SOCInitial，而在电车下次充电前， 充电站超级电容组应达到额定SOCN=100%的状态， 则可以计算出充电电流如式（9）所示， 计算的电流值作为DC/DC 变换器输出电流给定， 即可实现连续的充电电流。

式中：SOCN 为充电站超级电容组额定SOC；SOCInitial 为电车充电完毕后充电站超级电容组SOC；t 为电车充电时间间隔。

3 仿真验证

采用MATLAB Simulink 仿真实验对本文研究的充电站超级电容组充电策略进行验证。三相四线制PWM 整流器主要参数如表1 所示， 隔离三电平DC/DC 变换器主要参数如表2 所示。采用相电压为220 V 的三相交流为充电站超级电容模组充电， 超级电容组的额定工作电压为700 V，额定容值为25 F， 电车充电时间为30 s， 充电时间间隔为300 s。

3.1 三相四线制PWM 整流仿真验证

主要验证PWM 整流器在不平衡电网下， 单位功率因数整流性能、 输出电压二倍频纹波抑制性能以及输出电容电压均衡性能。仿真过程中，负载为28 kW 时， 在0.4 s 时电网变为不平衡，电网电压由三相对称相电压有效值220 V 突变为u a=220 V， u b=154 V， u c=88 V。B 相电压、 电流波形如图10 所示。电流与电压同相位， 在0.4 s 时刻，B 相电压由峰值311 V 突变至峰值218 V。电压突变后， B 相电流经过2 个周期动态调整， 重新与B 相电压同相位。B 相电流峰值电压跌落前为67 A， 跌落后为83 A。

图10 B 相电压、 电流波形

电网电压变化前后的三相电流波形、 输出电容电压差波形以及输出电压波形如图11 所示。输出电容差在电网电压对称情况下被闭环为0，在电压不对称后， 输出电容差存在低频波动， 但是波动幅值小于1 V。在电网电压突然变化后，输出电压突降至1 457 V， 在0.02 s 后恢复至1 500 V。仿真波形说明PWM 整流器控制策略正确， 能够输出满足要求的稳定电压。

图11 PWM 整流主要波形

3.2 隔离三电平DC/DC 变换器仿真验证

隔离三电平DC/DC 变换器直接为超级电容组充电， 主要通过仿真验证其输出电流控制性能以及输出电流给定的正确性。图12 为输出电流动态响应波形， 在5 s 时输出电流给定由20 A 变为40 A， 输出电流动态调整时间为20 ms， 且在动态调整过程中无超调。充电站对充电电流响应速度不是很敏感， 可以设计为无超调系统， 以保证动态调整过程中不会出现过电流现象， 从而确保充电站安全。图13 为2 个充电站超级电容组2 个充电过程的主要波形， 其中SOC 为超级电容组荷电状态；I o_ref 为根据式（9）计算的充电电流的给定；i SC 为超级电容输入输出电流；u SC 为超级电容组端电压。0～300 s 为第一个充电过程， 充电初始荷电状态为SOCInitial=58.6%， 根据式（9）计算出充电电流为21.7 A；在300 s 时， 超级电容组SOC 充电至100%。采用350 A 电流对电容组放电30 s， 以此模拟电车充电过程。在330 s 时， 电车充电结束， 电容组荷电状态变为SOCInitial=37.5%，根据式（9）计算出充电电流为32.8 A；在630 s 时，超级电容组SOC 充电至100%。在充电过程中电流连续， 不存在反复启停充电设备的情况。以上仿真实验说明根据SOC 计算充电电流的充电策略是正确的。

4 结语

本文对基于超级电容预储能的电车充电站电容组充电策略进行研究， 首先， 研究了充电装置拓扑结构；其次分别研究了三相四线制PWM 整流器的控制以及隔离三电平DC/DC 变换器的输出电流控制策略。通过采用正负序电流分别闭环控制， 使PWM 整流器在不平衡电网下能够输出低脉动电压。同时研究了输出电容电压差闭环控制策略， 使2 个输出电容电压均衡， 为后级隔离三电平DC/DC 变换器提供2 个平衡的电压。基于SOC 的电流给定策略， 采用电流输出闭环控制隔离三电平DC/DC 变换器为超级电容组充电， 使充电电流连续， 对配电网无冲击， 且不存在反复启停充电设备情况。Simulink 仿真实验验证了本文所提充电策略的正确性和有效性。